该放大电路由四部分构成：仪用放大器A5构成的前级放大器，运放A4构成后级差分放大器，直流补偿放大器A3以及A1、A2构成右腿驱动电路，电路结构如图1所示。这个电路突出的优点是引入了直流补偿电 路，使最初的直流耦合放大器成为交流耦合放大器，来去除极化电压的影响。
因为极化电压最大可以达到300mV，所以在交流耦合中减少极化电压的影响是必须的。在这个电路中，采用了直流补偿放大器来抵消直流偏移量。以心电采集为例，如果左臂直流偏移量为+300mV，右臂为0V，那么，差动输入电压为300mV。假设前级仪用放大器增益为5，那么，仪用放大器输出幅值会达到1.5V，如果后级放大倍数为50或者更高，输出并不会出现达到75V从而饱和的情况。因为在这个电路中，反馈回路提供了一个相等的反相电压给参考点，由于这种线性加和的影响，极化电压被消除，输出饱和的情况不会出现。
然而，绝大多数的集成化仪用放大器的共模抑制比与增益相关：增益越高，共模抑制比越大。而集成化仪用放大器作为生物电前置放大器时，由于极化电压的存在，前置放大器的增益只能在几十倍以内，这就使得集成化仪用放大器作为前置放大器时的共模抑制比不可能达到最高。
对于该电路，选择器件时要注意：作为前级放大器的仪用放大器在低增益时要求有较高的共模抑制比，由于其后有直流补偿电路以及该级放大倍数很小，所以，对仪用放大器输入失调电压要求不是太高。对于正负电源供电的系统，可以选用ADI公司的仪用放大器AD620。它具有以下特性：增益可调（1~1000）；供电范围宽（2.3V~18V）；输入失调电压最大为50V；输入偏置电流最大为1nA；增益较低时具有较大的共模抑制比（G=10时，共模抑制比最小为100dB）等，满足设计要求。对于后级差分放大器运放A4来说，放大倍数主要在这一级实现，所以要求运放有很低的输入失调电压。可以选用ADI公司的OP747（四运放）、OP2177（双运放），均具有微伏量级的失调电压和良好的性能。
该电路由四部分构成：并联型双运放构成的前级放大器，阻容耦合电路，由集成仪用放大器构成的后级放大器和共模信号取样驱动电路，电路设计如图2所示。
并联型双运放的优点是不需精密的匹配电阻，理论上它的共模抑制比为无穷大，且与其外围电阻的匹配程度无关。但是并联型双运放的输出为双端差动输出信号，如果仅用单端输出信号时将不再具有这一优点。所以本电路在后级使用集成仪用放大器A5，将双端差动输出信号转换为常用的单端输出信号。集成仪用放大器具有较优良的性能，但由于其共模抑制比正比于差模增益，而同时器件存在较高的失调电压且通常信号源中存在较大的直流偏移电压（如检测生理电信号时的极化电压和传感器中的零点偏移电压），在直接应用集成仪用放大器作为前置放大器时并不能取得最高的共模抑制比性能。于是本电路在后级使用集成仪用放大器，并采用阻容耦合电路隔离直流信号，因而可使得集成仪用放大器取得较高的差模增益，从而得到很高的共模抑制比性能。共模取样驱动电路由两个等值电阻R4 、R5和一只由运算放大器A3组成的跟随器构成。A3的输入信号取自A1和A2输出端两个串联电阻的中点电压Vc，即当只有差模信号的输出V01=V02时，有VC=0，则运放A3的输出电压为0，等同于接地；而当兼有共模电压和差模信号输入时，A3的总输出只包含输入信号的共模部分VC=1/2(Vi1+Vi2)。从而使得共模信号不经阻容耦合电路的分压直接加在集成放大器的输入端，避免了由于阻容耦合电路的不匹配而降低电路整体的共模抑制比。
经过实际测量，图2所示的电路采用图中所给出的参数时，电路的共模抑制比在120dB以上。使用这个电路选择器件时要注意：作为后级放大器的仪用放大器的输入失调电压要尽可能小，因为后级承担着主要的放大作用。可以选用ADI公司的AD620，输入失调电压最大为50V。
该电路由四部分构成：高通网络，并联型双运放放大器，带有积分反馈电路的高通差分放大器和共模信号取样驱动电路，电路设计如图3所示。这个放大电路有两个不同于以往其它生物前置放大器的特点：1. 高通网络放在了放大电路的前端；2. 放大电路的放大倍数都做在前级放大即并联型双运放上。
在这个放大器设计中，信号输 入的高通网络是不接地的，如果输入一个共模电压，在网络中没有电流流过（没有共模电流的通路），高通网络中各点电位相等，不会变共模信号为差模信号，可以达到很高的共模抑制比。此外，由于生物体信号源的内阻一般较高，因此设计时尽可能选取大阻值的R1和R2(M级)，可以比较好地满足电路需要。
对于一个多级放大系统来说，将前级的放大倍数尽可能作大，有利于降低后面各级放大器的噪声，从而使整个系统的噪声降低。但是由于极化电压以及运放本身输入失调电压的影响，前级增益不可能太大。高通网络比较好地解决了直流输入电压（极化电压）的问题，但是，运放本身的输入失调电压被放大后，仍然会明显地影响输出的动态范围。比如1mV的输入失调电压，放大1000倍后,放大器输出将会达到1V。高通网络中的电阻电容也会给系统带来噪声影响，这也是以往的生物电前置放大器设计中不将隔直电容放在系统前端的原因之一。该电路中采用高通差分放大器解决这个问题。在后级差分放大器的反馈回路中，加入了一个积分器，其对交流信号没有作用，只对直流和极低频信号积分，抵消其影响。右腿驱动电路通过一个跟随器接入电路，可以避免右腿信号对电路稳定性的影响，抑制工频干扰。
经过实际测量，图3所示的电路采用图中所给出的参数时，考虑到电阻电容匹配问题，该电路的共模抑制比可以达到123dB。设计应用三中，虽然放大倍数都做在前级并联型的双运放上，但是前有高通网络，后有积分反馈电路，因此对双运放要求不高。作为后级差分放大的运放，因为不做放大倍数，所以也不用特意要求较低的失调电压。在本电路中要尽可能使电阻电容匹配，使系统性能达到最佳。
集成化仪用放大器的共模抑制比与增益相关。增益越高，共模抑制比越大。而集成化仪用放大器作为生物电前置放大器时，由于极化电压的存在，前置放大器的增益只能在几十倍以内，这就使得集成化仪用放大器作为前置放大器时的共模抑制比不可能达到最高。
结合共模驱动技术的阻容耦合电路和积分反馈电路，无论放在电路前端或中间，目的都是为了去除经过放大后对生物信号造成影响的极化电压和器件中较高的失调电压。
在设计应用一中，前级放大器由仪用放大器构成，增益较低，为了达到较高的共模抑制比，就要求仪用放大器在较低增益时有高共模抑制比。经前级放大信号中的直流成分（包括极化电压以及仪用放大器的输入失调电压）由直流补偿电路消除。后级放大器承担着主要的放大任务，因此对运放输入失调电压有着较高的要求，不能过大，以免高增益放大后，影响输出信号。在设计应用二中，并联型双运放放大器作为前级放大器，增益较低。它不需精密的匹配电阻，理论上它的共模抑制比为无穷大，且与其外围电阻的匹配程度无关。经前级放大后的信号经过共模取样驱动电路去除直流分量。仪用放大器作为后级放大器，承担着主要的放大任务，由于其共模抑制比正比于差模增益，因此可以达到极高的共模抑制比，但同样要求仪用放大器输入失调电压不能过大，否则高增益放大后会影响信号输出。
在 设计应用三中，前端的高通网络滤除了极化电压，使得作为前级放大器的并联型双运放可以承担主要的放大任务而不致使输出饱和，高增益的前级放大可以减小系统的噪声，而运放本身的输入失调电压经高增益放大后由后级高通差分放大器反馈回路中的积分器消除。但是在该设计中要注意电阻、电容的匹配，来达到极高的共模抑制比。
本文对几种高性能、低成本的生物电前置放大器进行了分析比较，它们巧妙地利用了仪用放大器的共模抑制比与增益的关系，结合阻容耦合电路、积分反馈电路和共模驱动技术实现了放大器的高性能，适合于生物电信号的检测应用。